毕 业 论 文（设 计）
（英文）：High Frequency Switching Power
题 目： 高频开关电源设计
Supply
院 别： 自动化学院 专 业： 电气工程及其自动化 姓 名： 学 号： 指导教师： 日 期：
摘要
本文分析了国内外高频开关电源的发展和现状，研究了高频开关电源的基本原理以及高频开关电源在电力直流操作电源系统中的应用，设计出一种实用于电力系统的高频开关电源，以替代传统的相控电源。该系统以MOSFET作为功率开关器件，构成桥式BACK开关变换器，采用脉宽调制PWM技术，PWM控制信号由集成控制器UC3825产生，从输出实时采样电压反馈信号，以控制输出电压的变化，控制电路和主电路之间通过变压器或光电藕合器进行隔离，并设计了软启动和过流保护电路。通过实验证明该系统能安全、可靠运行，达到了设计要求。
【关键词】:高频开关电源，Buck变换器，PWM，MOSFET
AbstraCt
The PaPer analyze the Present situation and development of h1gh_frequeney
Switehing power supply(HF SPS) domestieally and overseas，study and researeh the basal prineiple of HF SPS and its applieation in electric power system，then design HF SPS applied in e1eetric power system in order to replace the old supply controlled by phase angle。The buek full_brige converter is made of four MOSFET， and the theory of PWM is used。The signal of PWM is offered by controller UC3825. The feedbaek voltage achieved from output is used to control the change of the output.The primary circuit and the control cireuit are insulated by transformer or photocoupler. The Soft_Start and the Over Current Self_protcetion are also designed。The experimental results show that the system can work safely and reliably。
[Keywords]:HF Switch power Supply，Buck-Convertor，PWM，MOSFET
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第一章绪论
1 概述
1.1 .1开关电源概述
随着工业的发展，工业粉尘治理成为急于解决的问题。常见的除尘设备有沉降除尘、惯性除尘、旋风除尘、水膜除尘、布袋除尘及电除尘。
静电除尘的原理是:在电极间加上高电压，使气体放电，产生电子与正离子，气体中的尘粒获得电子而带负电荷，它在电场的作用下被吸向带正电荷的大电极而附着在大电极上，然后用振动、刮削或冲洗的方法将其清除。静电除尘装置具有净化效率高、压力损失小、耐高温、处理气体量大等特点，又能使混合粉尘分离，达到回收贵重材料的目的，所以获得了广泛的应用。
为了形成电场和电晕电流，必须设置配套的高压电源。电源装置的容量、供电方式和供电特性将直接影响到静电除尘器的除尘效率。
传统的静电高压电源根据输出功率大小，常采用工频变压器直接升压整流方式或电容倍压电路方式来实现。功率输出大者则选用前者方式，输出较小者选用后者来实现。随着电力电子技术的发展，新一代功率电子器件，如MOSFET、IGBT等应用，高频逆变技术越来越成熟，各种不同类型和特点的电路，广泛地应用于直流直流变换，直流交流逆变等场合，并使用户系统总体的体积减小，重量减轻，系统的效率也将得到一定程度的提高。
国际上，从20世纪20年代开始发展起来的常规电除尘器，其输出的高压电源是采用工频22ov(或38ov)通过铁芯变压器把电压升高至几万伏，在经过整流器变成脉动直流。由于这种电源内阻很小，属于硬特性电源，不随负载加重而跌落。变压器体积较大，高压绝缘技术要求较高，用于工业现场，高压需有短路保护措施，并常需要在输出高压端串电抗器件以限制短路电流的变化率，同样由于频率较低，电感体积也较大。
随着电力电子技术的发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅谏发展。
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源[3]。开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)控制集成芯片IC和绝缘栅场效应管MOsFET构成。开关电源不仅体积小而且损耗低，故几乎己应用在所有的电子设备中。随着许多电器尺寸不断减小，供电电源所占尺寸变得大得多，人们在降低开关电源的体积、重量等方面做了不少工作。
开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。另外开关电源的发展与应用在节约能源、节约资源及保
护环境方面都具有重要的意义。 开关电源经历了三个重要发展阶段。
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第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件(BPT、SCR、GTO)发展为MOS型器件(功率MOS-FET、IGBT、IGCT等)，使电力电子系统有可能实现高频化，并大幅度降低导通损耗，电路也更为简单。
第二个阶段自20世纪80年代开始，高频化和软开关技术的研究开发，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。
第三个阶段从20世纪90年代中期开始，集成电力电子系统和集成电力电子模块(IPEM)技术开始发展，它是当今国际电力电子界函待解决的新问题之一。
目前市场上的高压开关电源大多采用晶闸管驱动，开关速度低、损耗大、噪声也大，并且使高压开关电源的频率受到限制，从而缩小了它的使用范围。虽然国内已有少数厂家生产高频高压开关电源，但价格昂贵，因此设计、开发价格低廉的高频高压开关电压是大势所趋，具有良好的市场。
1.1.2开关电源技术的发展方向
1955年美国罗耶(GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛(JenSen)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源[#]。
目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。
开关电源的发展方向是高频、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化由于开关电源轻、小、薄的关键技术是高频化，因此国外各大开关电源制造商都致力于同步开发新型高智能化的元器件，特别是改善二次整流器件的损耗，并在功率铁氧体(Mn一Zn)材料上加大科技创新，以提高在高频率和较大磁通密度(BS)下获得高的磁性能，而电容器的小型化也是一项关键技术[6]。SMT技术的应用使得开关电源取得了长足的进展，在电路板两面布置元器件，以确保开关电源的轻、小、薄。开关电源的高频化就必然对传统的PWM开关技术进行创新，实现ZVS、ZCS的软开关技术已成为开关电源的主流技术，并大幅提高了开关电源工作效率。对于高可靠性指标，美国的开关电源生产商通过降低运行电流，降低结温等措施以减少器件的应力，使得产品的的可靠性大大提高。
模块化是开关电源发展的总体趋势，可以采用模块化电源组成分布式电源系统，可以设计成N+1冗余电源系统，并实现并联方式的容量扩展[v]。针对开关电源运行噪声大这一缺点，若单独追求高频化其噪声也必将随着增大，而采用部分谐振转换电路技术，在理论上即可实现高频化又可降低噪声，但部分谐振转换技术的实际应用仍存在着技术问题，故仍需在这一领域开展大量的工作，以使得该项技术得以实用化。
(l)高频化是电源技术发展的主流
电源技术的精髓是电能变换，即利用电能变化技术，将市电或电池等一次电源变换成适用于各种用电对象的二次电源。开关电源在电源技术中占有重要地位，从10kHZ发展到高稳定度、大容量、小体积、开关频率达到兆赫级的高频
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开关电源。为高频变换提供了物质基础，促进了现代电源技术的繁荣和发展。高频化带来了最直接的好处是降低原材料消耗、电源装置小型化、加快系统的动态反应，进一步提高电源进入更广阔的领域特别是高新技术领域，进一步扩展了它的应用范围。
(2)新理论、新技术的指导
谐振变换、移相谐振、零开关PWM、零过渡PWM等电路拓扑理论;功率因数校正、有源箱位、并联均流、同步整流、高频磁放大器、高速编程、遥感遥控、微机监控等新技术。指导了现代电源技术的发展。
(3)新器件、新材料的支撑
绝缘栅双极型晶体管(IGBT)、功率场效应晶体管(MOSFET)、智能IGBT功率模块(IPM)、MOS栅控晶闸管(MCT)、静电感应晶体管(sIT)、超快恢复二极管、无感电容器、无感电阻器、新型铁氧体、非晶和微晶软磁合金、纳米晶软磁合金等元器件，装备了现代电源技术，促进产品升级换代。
(4)控制的智能化
控制电路、驱动电路、保护电路采用集成组件。控制电路采用全数字化。控制手段用微处理器和单片机组成的软件控制方式，达到了较高的智能化程度，并且进一步提高了电源设备的可靠性。
(5)电源电路的模块化、集成化
电源技术发展的特点是电源电路的模块化、集成化。单片电源和模块电源取代整机电源，功率集成技术简化了电源的结构。已经在通讯、电力获得广泛的应用，并且派生出新的供电体制一分布式供电，是集中供电单一体制走向多元化。
(6)电源设备的标准规范 电源设备要进入市场，今天的市场意识超越区域融贯全球的一体化市场，必须遵从能源、环境、电磁兼容、贸易协定等共同准则，电源设备生产厂家必须接受安全、EMC、环境、质量体系等种种标准规范的认证。
自从石油危机以来，世界各国都在节约能源问题方面积极探讨，开关电源符合节能的原则。它在节约能源、节约资源及保护环境方面都具有重要的意义[8]。
1.1.3开关电源国内外发展趋势
传统的工频(50Hz)高压开关电源技术，在国内已经使用了十几年，但具有以下的缺点:
(l)工作频率低，转换效率低至75%以下，耗费电能。
(2)变压器和滤波器体积大，重量重，耗费大量的铜和铁。
(3)电源输入为两相交流工频电源，又是工频相位调节，致使输入功率因数低至0.7以下，对电网造成很大的电磁干扰，电磁兼容性差。
(4)体积庞大的电源控制调节机箱和隔离升压用的工频变压器分居两处，耗费空间，增加基建费用。
(5)输出纹波大，致使电晕电压低下，波形又是单一的工频波，使得无法适应高比电阻的工况，达不到环保新要求。
这些缺点使其远远不能满足当今环境保护的发展要求。随着电力电子技术和高频开关技术的发展，特别是新一代功率电子器件如IGBT和MOSFET等的应用，高频逆变技术越来越成熟，各种不同类型和特点的电路广泛应用于直流一直流变换、直流一交流逆变等场合，使得电除尘用高频电源供电方式进入商业化应
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用已成为可能。由于开关集成电源应用了比常规变压整流器更高的频率，变压器体积可以大为减少。同时开关集成电源中开关技术的应用提高了电源转换效率。在一台新的电除尘器中安装开关集成电源，不需要对除尘设备进行改动，而且其安装成本低于常规的变压整流器。
开关集成电源是以高频开关为基础的。该系统的电源由经过整流和滤波的供电电压供给。这个直流电流输给系统的核心是谐振变换器，它的输出接到升压高压变压器，然后经整流供给电除尘器的放电极。
由于开关集成电源的“电流脉冲”频率是常规电源的几百倍，电压波动对它来说很小，即电压的算术平均值与电压的峰值、谷值相差无几。因此开关集成电源具有在火花发生前提供更大电流驱动能力，可以使供电功率成倍增长，从而提高了除尘效率。
此外高频开关电源的功率因数高，对配电系统来说是一个很好的负载。它是一个与线路频率无关的可变脉动电源，可以给电除尘器提供一个接近从纯直流方式到脉动幅度很大的各种电压波形。
这些特点都决定了高频开关电源是供电的理想方式，在除尘、净化烟气等方面都有应用前景，是一项具有广阔发展前途的技术产业。
国外在近十年已经开始高效节能中高频电除尘器的研制，上世纪九十年代末，国外瑞典ALSTOM等公司已经将高频开关电源(20-50KHz)用于电除尘器，取代目前国内仍在使用的工频电源(50Hz)。月一麦史密斯公司的脉冲激能电除尘器也成功用于水泥厂废气和立磨废气的净化处理。与工频电源相比，高频开关电源体积小，重量轻，电损耗小。在产品量产化后，最终可以使其成本低于常规电源。最重要的是在处理高比电阻粉尘，提高电除尘效率等方面比常规电源性能优越。
基于高频电除尘器的上述优点，如果能将产品国产化，就能极大的降低各种高频用电源成本。而目前国外高频电除尘器的技术水平是比较高的，尤其是高频电源中的变压器技术比较突出。国外先进变压器上都采用了国际上先进的铁芯材料、导线材料。采用了低损耗设计，损耗大幅降低，平均较国内同类产品的降低损耗30%以上。
国内以高频变压器技术为依托的高频高压电除尘器的研究起步较晚，对高效节能中高频变压器研发还处于比较空白的状态，目前通用的中高频变压器产品的实际输出效率一般只能达到40%-60%，国内还没有成功的生产出大功率的高效节能的中高频变压器的生产厂家，中高频变压器的研发也没有重大技术突破。同时国际上这种技术也处于非普及的研究试用阶段，还没有全面的进行推广与应用，这个时候应该是我国进行这个领域研究最佳的时期，学习在国际上的先进技术经验努力迎头赶上。
当前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOSFET制成的500kHZ电源，虽己实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启一闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对IMHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开
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关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。
1.1.4高频开关电源概述
八十年代，国内高频开关电源只在个人计算机、电视机等若干设备上得到应用。由于开关电源在重量、体积、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源和相控电源有显著减少，而且对整机多相指标有良好影响，因此它的应用得到了推广。年来许多领域，例如电力系统、邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等都越来越多应用开关电源，取得了显著效益。究其原因，是新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新控制理论及新的软件(简称五新)不断地出现并应用到开关电源的缘故。五新使开关电源更上一层搂，达到了频率高、效率高、功率密度高、功率因数高、可靠性高(简称五高)。有了五高，开关电源就有更强的竞争实力，应用也更为扩大，反过来又遇到更多问题和更实际的要求。这些问题和要求可归纳为以下五个方面: (l)能否全面贯彻电磁兼容各项标准?
(2)能否大规模稳定生产或快捷单件特殊生产? (3)能否组建大容量电源?
(4)电气额定值能否更高(如功率因数)或更低(如输出电压)? (5)能否使外形更加小型化、外形适应使用场所要求?
这五个问题是开关电源能否在更广泛领域应用的关键，是五个挑战。(简称五挑战)把挑战看成开关电源发展的动力和机遇，一向是电源科技工作者的态度。以功率因数为例，AC一DC开关电源或其他电子仪器输入端产生功率因数。
下降问题，用什么办法来解决?毫无疑问，利用开关电源本身的工作原理来解决开关电源应用中产生的问题是最积极的态度。实践中，用DC一DC开关电源和有源功率因数校正的开关电源，(成本比单机增加20%):成功解决了这个问题。现在，又进一步发展成单级有功率因数校正的开关电源，(成本只增加5%);在三相升压式单开关整流器中减少谐波方法，有人采用注入六次谐波调脉宽控制，抑制住输入电流的五次谐波，解决了电流谐波畸变率小于100k的要求。这样的事例，不断从近年发表的科研论文中反映出来。
开关电源干扰技术及防止电网污染技术以引起国内外专家注意。在21世纪，分布式电源系统的组成将强调“系统集成’，、“电力电子封装技术”等。现在新的器件(能低压工作、降压很小)陆续进入市场，因而可得到1V的低压输出和功率小到IOmW的开关电源、功率密度达5-6W/cm3，为便携装置微型化提供了条件。现在可以用软开关一PWM技术、印刷电路、折叠绕组变压器，可以采用非晶、纳米晶合金软磁材料的铁芯，小功率开关电源整机效率可达到90%，大功率电源可达到95%左右。开关频率以ZOKHz为下限，几十、几百倍的提高。体积设备、重量越来越显著下降。外形也可以作成轻、薄、短、小。总之，电源再不是大、粗、笨的设备，而是精致、灵巧可设计成兼有“智慧”的装置了。
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九十年代以来，美国、德国等西方国家新建电厂和变电站已全部采用高频开关电源，近几年来，国内开关电源技术已经有了长足的进展，理论、研究、生产、应用等已有相当的成果或规模，采用了有效的均流技术和软开关技术，如大家所熟悉的朝阳电源就是一种较为完善的开关电源，但是，现在的开关电源都是为邮电通讯系统设计的低电压的模块，象电力系统的操作电源所用的22OV/11OV的电源则研究较少，深圳华为公司的电源模块有用于电力系统的智能型高频开关电源，质量不错，但是，它的三次和五次谐波较大，我们知道谐波对电网有危害作用，大量的谐波分量倒流入电网，造成对电网的谐波“污染”，一方面产生“二次效应”，即电流流过线路阻抗造成谐波电压降，反过来使电网电压也发生畸变;另一方面，会造成电路故障，使用电设备损坏。例如线路和配电变压器过热;谐波电流会引起电网LC谐振，或高次谐波电流流过电网的高压电容，使之过流、过热而爆炸;在三相电路中，中线流过三相三次谐波电流的叠加，使中线过流而损坏。另外，因为它没有采用有源功率因数校正，功率因数较低，只达到0.9，如果采用有效的功率因数校正，功率因数可以达到0.99以上。
2课题简介
1.2.1课题的意义
发电厂和变电所中，为了供给控制、信号、保护、自动装置、事故照明、直流油泵和交流不停电电源装置等的用电，要求有可靠的直流电源。为此，发电厂和lloKv以上的变电所通常用蓄电池作为直流电源，对上述的电源要求有高度的可靠性和稳定性，电源容量和电压质量均应在最严重的事故情况下保证用电设备的可靠工作。根据电力系统的要求，蓄电池直流系统的电压等级为: 1、控制负荷专用的蓄电池组的电压采用11Ov。
2、动力负荷和直流事故照明专用的电压采用220V。 3、国内的发电厂和变电所的直流电压大多采用220V。
所以，22OV直流电源在电力系统的操作电源系统中占有非常重要的地位。
目前，直流电源主要包括三种:相控电源、线性电源、开关电源。 相控电源即相位控制型稳压电源，它的主要原理就是将市电直接经过整流滤波提供直流，由改变晶闸管的导通相位角来控制整流器的输出电压，所以如果采用适当的控制电路使晶闸管的导通相位根据输入电压或负载电流变化自动调整，整流器的输出电压就能稳定不变。
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线性电源也是一种常用的稳压电源，通过串联调整管可以连续控制，它的功率调整管总是工作在放大区，流过的电流是连续的。线性稳压电源通常包括：调整管、比较放大器、反馈采样部分以及基准电压部分。
开关电源的功率调整管工作在开关状态，功率损耗小，效率高，由于开关工作频率高，变压器的体积大大减小，滤波电感、电容数值较小。
在目前的电力系统中，大部分用的都是相控电源，但是，相控电源用的是工频变压器，体积大，而且输出电压的纹波系数大，监控系统不完善，采用主从备份方式，用户使用不方便，对电力系统新的要求也达不到标准，另外，由于充电设备与蓄电池并联运行，纹波系数较大，会出现蓄电池脉动充电放电，影响蓄电池的使用寿命。而高频开关电源体积小、重量轻、频率高、输出纹波小、模块叠加、N+1热备份设计、便于计算机管理等优点，符合现代电源的潮流。所以，电力系统中的操作电源有高频开关电源取代相控电源的趋势。
1.2.2本课题的研究方法
高频开关电源性能优于相控整流电源，它能否得到广泛工业应用的关键是其可靠性，特别是输出直流电压较高时应能可靠工作。除元器件及生产工艺等因素外，开关电源的可靠性主要取决于其主电路拓扑结构及控制方法。
在本系统中，先通过对高频开关电源的主电路拓扑结构的分析，并结系统的技术参数，确定系统的主电路拓扑，设计出主电路;然后，通过用ATLAB对系统的动态性能进行仿真分析，并结合系统的具体情况，设计出滤、整流、软启动和保护控制部分。
本课题所要研究的就是一种用于电力系统的智能高频开关电源。本系统要到的技术指标如下:
输入电压：380V±20% 电网频率：50HZ±20% 功率因数:≥0.99
输入过压告警:437V±5V 输入欠压告警:320V±5V 输出电压:浮冲:198~290V
均冲:230~320V
稳压精度:≤±0.5% 稳流精度:≤±0.5%
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纹波系数:≤±0.1% 均流不平衡度:≤±3% 输出标称电压:220VDC 输出额定电流:5A
输出过压保护:325V±5V 输出欠压保护:195V±5V 效率:≥90%
绝缘电阻:≥10M
绝缘耐压:输出对机壳≥2KVAC 漏电流≤30mA 时间lmin无飞弧
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第二章高频开关电源的工作原理
2.1高频开关电源的基本原理
高频开关电源是将交流输入(单相或三相)电压变成所需的直流电压的装置。基本的隔离式高频开关电源的原理框图如图2-1-1所示，高频开关电源主要由输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是:交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到一直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。
EMI滤波器 整流滤波 高频变化器 高频变压器 高频整流 滤波输出 辅助电源 PWM调制器 误差比较放大器 电压取样基准电压 保护电路 图2-1-1开关电源基本原理框图
以全桥式变换器高频开关电源为例，图2-1-2表示了交流输入电压到最后输出所需直流电压的各环节波形变换流程。
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图2-1-2 高频开关电源的波形变化
下面就图2-1-1中每一部分的作用、原理分别简述如下:
(1)、输入电网滩波器:消除来自电网的各种干扰，如电动机起动，电器
开关的合闸与关断，雷击等产生的尖峰干扰。同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散而污染电网。一个典型的三相输入电网滤波器如图2-1-3所示:
图2-1-3三相电网滤波器示意图
(2)、输入整流滤波器:将电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供
波纹较小的直流电压。而且，当电网瞬时停电时，滤波电容器储存的能量能使开关电源输出维持一定的时间。对三相交流电输入，其典型电路如图2-1-4所示:
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图2-1-4 输入整流滤波器电路图
(3)、高频开关变换器(DC/AC):它是开关电源的关键部分。它把直流电
压变换成高频交流电，经过高频变压器再变成所需要的隔离输出交流电压。
(4)、输出整流滤波:将变换器输出的高频交流电压滤波得到需要的直流电
压。同时还防止高频噪音对负载的干扰。电路原理与输入滤波器相同。
(5)、控制电路:检测输出直流电压，与基准电压比较，进行隔离放大，调
制振荡器输出的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的稳定。一般控制电路还包括启动及禁止电路。
(6)、保护电路:在开关电源发生过电压、过电流或短路时，保护电路使开关电源停止工作以保护负载和开关电源本身。有的还有发出报警信号的功能。
(7)、辅助电源:为控制电路和保护电路提供满足一定技术要求的直流电源，
以保证它们工作稳定可靠。辅助电源可以是独立的，也可以由开关电源本身产生。
2.2高频开关变换器
在高频开关电源中，高频开关变换器是核心部分，围绕开关变换器将会有很多的控制和保护电路，变换器的种类的选取将会影响整个功率器件耐压程度等很多参数，也会对系统的其它各部分产生相应的影响，所以，高频开关变换器的设计是很重要的一个环节，我们在后面的章节将会对它进行详细地分析和介绍。
按电力电子技术的习惯称谓，AC-DC称为整流，包括整流及离线式变换， DC-AC称为逆变，AC-AC称为交-交变频(包括变压)，DC-DC称为直流一直流变换。所以，广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变成另一种形态的主电路叫作开关变换器电路。转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称开关电源(SwitchingPowerSuPply)。开关电源的主要部分是DC-DC变换器，它是转换的核心，涉及频率变换。值得指出，常见到离线式开关变换器
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(off-lineSwitehingConverter)名称，是AC-DC变换，也常称开关整流器，它不单是整流的意义，而且整流后又作了DC-DC变换，离线是指变器中有高频变压器隔离。
隔离式直流开关变换器分为如下的几种:
1、单端反激型开关电源变换器
图2-2-1所示为单端反激型开关电源的主回路，当功率晶体管T导通时，高频变压器的原边电压等于输入电源电压U，其极性为上正下负。与之对应的高频变压器副边电压为上负下正，此时整流二极管D承受的是反向偏置电压，故不导通。负载R:上的电流是靠输出电容C。的放电电流来提供，此时，高频变压器将电能变为磁能储存起来，而在晶体管受控截止时，高频变压器原、副边电压极性改变。整流二极管D(和反相型开关电源中的续流二极管相对应)由反偏变为正偏导通，高频变压器就将原先储存的磁能变为电能，通过整流二极管向负载供电和向输出电容C。充电。此电路的整流二极管D是在功率晶体管截止时才导通的。故称此电路为反激型电路。
图2-2-1单端反激型开关电源主回路
2、单端正激型开关电源变换器
图2-2-2所示为单端正激型开关电源的主回路。当功率晶体管T导通时，整流二极管Dl也同时导通。输入电能通过整流二极管Dl传递给负载，同时将部分能量储存在输出回路(即高频变压器副边回路)中的储能电感L中，故这种开关电源称为单端正激型开关电源。当功率晶体管T截止时，电感L中的储能流经负载并通过二极管DZ续流释放。
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图2-2-2单端正激型开关电源主回路
3、多端式变换器
多端式变换器的主要回路最基本的有以下三种:推挽、半桥、全桥。 如图2-2-3所示:
1、推挽式开关电源主回路
2、半桥式开关电源主回路
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3、全桥开关电源主回路
图2-2-3（1.2.3）三种多端式变换器 这里以全桥变换器说明它的功率变换原理:
全桥式开关电源变换器的原理图如图2-2-3(3)所示，VT1、VT4与VT2、VT3 由基极激励驱动而轮流通断，从而将直流电压Vi变换成高频矩形波交流电压，然后通过Dl、D2整流，L、C2滤波后给负载提供稳定的直流电压。四个功率开关管组成桥的四臂，桥的一对交点输入直流电压，另一对交点接高频变压器原边绕组。VT1和VT4由一组开关信号驱动，VT1和VT4导通时电流方向对原边绕组是又上向下。过半个周期，VT1和VT4截止，VT2和VT3在另一组驱动信号下导通，导通电流由电源Vi正端经VT3，原边绕组由下向上，VT2流向电源负端。两对开关管是轮流导通，导通时绕组电压近似等于Vi。每只开关管均为并联一只高速功率二极管，其钳位作用以减小开关管由导通转换为截止时，变压器产生的电压尖峰，以保护开关管不被击穿。
全桥式变换器的优点是:主变压器原边绕组比推挽式少了一半，变压器利用率提高;开关管可用低耐压(如400V)、大电流的功率管输出功率大。
DC-DC可分为PWM式、谐振式和它们的结合式。为保证输出电压不随输入电压和负载变化，谐振式主要靠调节开关频率，属于调频系统。PWM型开关电源具有控制简单，稳态直流增益，与负载无关等优点，缺点是开关损失随开关频率的提高而增加。调频系统不如PWM开关那样易控，加上谐振电压和电流峰值高，开关应力大。
根据我们的设计要求，我们选用PWM，即脉宽调制型变换器。
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2.3控制电路
控制电路是高频开关电源的很重要的部分，是电源系统可靠工作的保证，在图2-3-1的原理框图中，虚线框内为控制部分电路。
开关电源的控制方式基本上都采用时间比率控制(TRC)方式。这种方式又大致分为三大类:
l、脉冲宽度调制(Pulsewidthmodulation简称PWM)方式。它用调整脉冲宽度和控制占空比的方法来达到输出电压的稳定。
2、脉冲频率调制(PulsefrequeneyModulation即PFM)方式，它采用脉冲频率来改变脉冲占空比来控制输出电压的稳定。
3、混合调制方式，即前二者兼而有之的方式，既控制脉冲宽度，又改变脉冲频率，用综合技术来改变脉冲占空比和脉冲周期来控制输出电压的稳定。
目前，以脉冲调制PWM应用最多。图2-3-1是脉宽调制器的基本原理图。
脉宽调制 门电路 基准电压 振荡器 分频器 门电路 图2-3-1脉宽调制原理图
基准电压:芯片内大部分电路由它供电，同时，兼作误差放大器的基准电压输入。
振荡器:由恒流充电快速放电电路以及电压比较器组成，振荡频率由外接RC元件所决定，频率f=1/RC。
误差放大器:将取样电压和基准电压比较放大，送至脉宽调制电路输入端。 脉宽调制器:输入为误差放大器输出。输出分两路，一路送给门电路，另一路送给振荡器输入端。
门电路:门电路输入分别受分频器和脉宽调制器的输入控制。
分频器:将振荡器的输入分频后输出，控制门电路输出脉冲的频率。
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从总体上说，开关电源的控制电路还包括过压、过流保护、均流控制等。
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第三章 高频开关电源主电路的设计
3.1PWM开关变换器的设计
3.1.1开关变换器结构
一、拓扑结构的选择
我们知道PWM开关变化器按工作方式可分为:
1、单端反激变换器 2、单端正激变换器 3、推挽式变换器 4、半桥式变换器 5、全桥式变换器
其中3、4、5统称为多端变换器，在以上的各种变换器中，通过第一章第二节的介绍，我们可知，全桥式变压隔离器开关承受最小的开关电压和最小的开关电流，根据我们所设计的高频开关电源的实际情况，输出功率较大(22OV、5A)，工作频率较高(100KHZ)，我们选用全桥隔离式PWM变换器。
这种线路的优点:1、主变压器只需要一个原边绕组，通过正、反向的电压得到正、反向磁通，副边绕组采用全桥全波整流输出。因此，变压器铁芯和绕组最佳利用，使效率、功率密度得到提高。2、功率开关在非常安全的情况下运作。在一般情况下，最大的反向电压不会超过电源电压Vs，四个能量恢复(再生)二极管能消除一部分由漏感产生的瞬时电压。这样，无需设置能量恢复绕组，反激能量便得到恢复利用。
缺点:1、需要功率元件较多;在导通回路上，至少有两个管压降，因此功率损耗也比双晶体管推挽式变换器大一倍。但是在高压离线开关系统中，这些损耗还是可以接受的。另外，能量恢复(再生)方式，由于四个二极管，因此，损耗略有增加。2、值得注意的是，全桥变换器易发生桥臂直流短路及变压器原边偏磁饱和，其可靠性难以保证。但是，这种缺点我们将采取一定的措施进行避免。
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图3-1-1MOSFET全桥式变换器
整个变换器的电路如图3-1-1所示。图中每个MOSFET旁均并联有组容吸收回路(R、C)作为缓冲器，在MOSFET瞬间断开时，缓冲器元件R、C将通过提供交流通道减少功率管断开时的集电极电压应力。作为后级整流的二极管选用德国IXYS公司的DSIE30-10A。
二、变换器工作原理
在图3-l-1中，PI、P4和P2、P3分别构成全桥的两臂，我们设定PI、P4由驱动信号S1驱动，其中，Pl是驱动信号Sl通过变压器隔离后驱动的;P2、P3由驱动信号S2驱动，其中，P2是驱动信号S2通过变压器隔离后驱动的;驱动信号S1、S2是由PWM信号控制器UC3825产生的，(关于UC3825的情况，我们在后面的章节将详细地介绍。)它们是一对互补的、占空比都不超过50%的信号，也就是说，同一时间，不可能出现两个信号同时为高电平的情况。当Sl信号来时，Pl和P4导通，电流经过Pl进入变压器原边，再经P4形成回路;当52信号来时，P2和P3导通，电流经过P2进入变压器原边，再经P3形成回路，但是电压的极性与Sl驱动的相反。这样，直流电压K经过变换器变换以后，得到的为一高频变化的交流电压，完成了从DC到AC的变换。
3.1.2变换器中的开关元件及其驱动电路
一、开关器件
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前面已经介绍了高频变换器的分类和原理，根据它们的优缺点及课题设计的要求，功率变换部分选择由4只MOSFET管构成的全桥变换器，每一个MOSFET管源极与漏极间的电容和电阻用于吸收MOSFET管通断时所产生的尖脉冲，保护MOSFET管。
根据设计要求，4只MOSFET功率管选用功率管SSH11N90，可替换元件为IRFPE50、IRFPE52、2SK684、2SK1032。由于全桥式变换器需要两路独立的驱动电路，所以电路较复杂，每路驱动信号选用PWM控制集成芯片输出控制。控制电路和主电路要通过变压器隔离。
1.1场效应管的主要参数介绍:
1、漏源击穿电压BVDS，表征功率管的耐压极限。
2、最大漏极电流IDmax，在特性曲线饱和区中，漏极电流达到的饱和值。 3、阀值电压VGs(th)，又称开启电压，是指功率MOSFET流过一定量的漏极电流时的最小栅源电压。当栅源电压大于阀值电压VGs(th)时，功率MOSFET开始导通。阀值电VGs(th)一般在1.5V-5V之间。
4、导通电阻RON，导通电阻是指在确定的栅源电压VGS下，功率MOSFET处于恒流区的直流电阻，它与输出特性密切相关，在开关电源中， RON决定了输出电压和自身的损耗。一般导通电阻RON小，漏源击穿电压BVDs高的MOSFET好。现在的工艺水平可以达到1Ω以下。 5、跨导(互导)gm，表征功率MOSFET的放大性能。
6、最高工作频率fm，在漏源电压VDS的作用下，电子从源区通过沟道到漏区是需要一定时间的。当栅源之间的控制信号的周期与此时间相当时，电子就来不及跟随控制信号。这个信号的频率就是最高工作频率。我们选用MOSFET的原因之一便是由于它的响应频率较高，一般达到几百KHZ。
7、导通时间ton。和关断时间toff，MOSFET是依靠多数载流子传导电流的。一般来说，影响开关速度的主要因数是器件的输入电阻Rm、输入电容Ciss、输出电阻Ron、输出电容Cout，。导通时间ton定义为:从输入信号波形上升至幅值的10%到输出信号下降至幅值的90%所需时间;关断时间
toff定义为:从输入信号波形下降至幅值的90%到输出信号上升至幅值的
10%所需时间:开关时间几乎与温度变化无关，但与栅极驱动电源以及漏极所接的负载性质、大小有关。一般导通时间ton为几十纳秒，关断时间
toff为几百到几千纳秒。ton随ID增加而增加，toff却随ID增加而减小。
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8、极间电容，极间电容是影响开关频率的主要因数。定义为： 输入电容：Ciss=CGS+CGD 输出电容：Coss=CDS+CGD 反馈电容：Crss=CGD
图3-1-3MOSFET的极间电容示意图
1.2功率场效应管的静态特性:
输出特性以栅源电压VGS为参变量，漏极电流ID与漏-源电压VDS的关系称为输出特性。当漏源电压VDS较小时，VDS增加，ID线性增加，这段区域
基本保持不变，可称为恒阻区，标为I区，当VDS较大时，
VDS增加，ID缓慢增加，直至靠近漏区一端的沟道被夹断为特性曲线有微小的弯曲，离开恒阻区，VDS继续增加，ID保持不变，称为恒流区II，VDS超过时，曲线急剧上挠，称为雪崩区III，相应于非正常工作，应免发生。我们选用的MOSFET, 例如SSHllN90是属于N沟道增强型，它存着一个阀值电压VDS(th)，在阀值电压以下，漏电流值很小，MOSFET属于截状态。
转移特性是指栅源电压VGS与漏极电流ID的关系曲线。曲线的斜率表示管子的放大能力。称为跨导gm。
1.3功率MosFET与功率晶体管的比较:
功率MOSFET比功率晶体管有如下的优点:
1、开关速度非常快;功率MOSFET是多数载流子器件，不存在功率BJT的少数载流子存贮效应，所以具有非常快的开关速度。一般低压器件开关时间为10ns数量级，高压器件为100ns数量级。特别适合于制作高频开关，可以大大减少元件的损耗、尺寸和重量。
2、高输入阻抗和低驱动电流;直流电阻达40M。以上，因而它的输入阻抗极高，是一种理想的电压控制器件。平均直流驱动电流很小，在100nA数量级。
3、安全工作区大;功率MOSFET没有二次击穿。 4、漏极电流为负的温度系数有良好的热稳定性。可以简单地并联以增加
其电流容量。
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二、MOSFET的驱动:
由上所知，功率MOSFET工作频率可以达到很高，但是，当功率MOSFET工作在高频时，就会出现振荡。为了防止振荡，应注意两点:
1、尽可能减少功率MOSFET各端点的连线长度，特别是栅极引线。或者在靠近栅极处串联一个小电阻以便抑制寄生振荡;
2、由于功率MOSFET的输入阻抗高，驱动电源的阻抗必须比较低，以避免正反馈所引起的振荡。
功率MOSFET的驱动我们采用UC3825的输出直接驱动，在桥路的高电压端采用变压器隔离驱动。具体电路图如图3-1-5所示。图中的隔离变压器要求频率响应要好，能量的传输效率要高，磁芯一般采用铁氧体，使得变压器不容 易出现磁饱和。
图3-1-5MOSFET的驱动电路
由SS11N90的参数可知，MOSFET的关断时间与开通时间比较起来，要大很多，所以，MOSFEF的关断比较慢，这样将导致同一桥臂上两个开关管同时
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导通而造成短路的严重情况，特别是在频率很高的时候。我们通过查阅资料和实验，发现在电阻R，的两端加上如图3-1-5中的由二极管D和三极管T组成的电路，对于缩短MOSFET的截止时间很有效，从波形图上看，下降沿沿明显地陡峭了。电路中，D为防止三极管T雪崩击穿的，T为PNP管，整个工作波形图如图3-1-6所示。
图3-1-6中，气、表示驱动波形，其占空比小于50%，VO1表示未加快恢复电路的输出波形，VO2表示加了快恢复电路的输出波形，tdl表示VO1对应的截止延迟时间，td2表示VO2对应的截止延迟时间，由图可以看出，td1明显地大于td2，实验证明，MOSFET管的截止时间较长，驱动电路需要加合适的快恢复电路，以防止两路同时导通造成电路短路的情况的发生。
图3-1-6MOSFET驱动波形图
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3.2离频变压器的设计
一、概述
在前面的章节我们已经分析了升压和降压等变换器，它们可以完成直流电压的变换，但是，它们实际上存在着转换功能上的局限性，例如，输入输出不隔离，输入输出电压比或电流比不能过大以及无法实现多路输出等。这些局限只能通过变压隔离器来克服。高频变压器在电路中，主要起隔离和降压的作用。
理想的变压隔离器有如下的特征:
(1)从输入到输出能够通过所有的信号的频率，即从理想的直流到不理想的直流都能变换;
(2)变换时可不考虑能量损耗; (3)能使输入输出之间完全隔离;
(4)变换中，无论从原边到副边，或副边到原边，都是一样方便有效。
二、变压器的设计步骤
桥式变压器的设计相对比较容易，两个半周期都用同一个原边绕组，磁芯和绕组使用率都比较高。为了减少磁化电流，最好原边绕组匝数较多，电感量大，为此，选用高导磁率合金材料的磁芯是合适的，而且磁芯不带气隙。
具体设计步骤如下: 1、选择铁芯型号
根据输出功率、效率求出输入功率。我们设计的电源为220V、SA的直流电源，用于电力系统的直流操作电源系统。输出功率为:
PO=220*S=1100W
效率按90%计算，则输入功率:
Pi=1100/0.9=1200w
又知工作频率为looKHZ，所以由铁芯选择图可以选择EE55/55/21磁心
2、选择最佳磁感应强度
变压器设计为求有最佳效率，均从铜耗等于铁耗出发的。对于每一个设计者，有一个最佳磁感应强度幅值BoPt，它依赖于工作频率、铁芯损耗，所加的电压和原、副边的匝数比等等。 3、线圈匝数计算
原边线圈匝数:
式中：
VS……..原边线圈所加直流电压，在有波动时取最小值（V） ton…….最大导通时间（us）
…….总磁感应强度增量（T）
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Ae………磁芯有效面积（mm2）
三、变压器设计的几个问题
1、 阶梯饱和
由于两个功率管存储时间不同或输出整流二极管正向电压的不同，会引起在变压器原边绕组所受的正向和反向伏秒值不平衡，这个不平衡造成某运行周期变压器铁芯的磁感应强度阶梯式趋向饱和。 2、瞬时饱和效应
假设有一对功率管在饱和点附近工作，如果负载瞬时增加，控制电路使脉冲宽度快速增加，以补偿损耗和增加电流，这样，铁芯出现单向饱和，一对功率管可能流过突发性的过电流。如果功率管有独立的、快速反应的限流装置，那么触发脉冲能在过电流造成危害之前消失，电源装置就可避免损坏。但这并不是一个好的解决办法。如果减少放大器放大倍数使输出电压的摆动幅度小，使每个周期只允许增加脉冲少量的脉冲宽度，则有可能防止过度饱和。这种方法会使电路的瞬态响应稍稍变差。 3、趋肤效应
导线流过高频电流时，只在导线表皮流过，称为趋肤效应(Skineffect)。由于趋肤效应使得导线有效面积减少，电流密度有所提高，引起铜耗增加，效率下降。当导线流过突变电流时，产生磁力线，磁力线引起涡流，涡流的方向加大了导线表面的电流，抵消中心线的电流，使得电流只在导线的表面流动，中心则无电流，这种效果时导线本身的电流产生的。为了解决这个问题，我们可以用多股导线缠绕在一起来饶制高频变压器，这样就可以避免趋附效应。
四、变压器电磁干扰的抑制
变压器产生的瞬变干扰可能传导和辐射到负载上，而且还返回到电源配电统。当电源电压通过零点改变极性时，非线性磁滞回线特性使不同数量的剩磁通残留在变压器铁芯中。这种情况往往增加了剩磁通而使铁芯饱和，因而致了电流过流。磁化电流的瞬变，即传导性电磁干扰，既影响到变压器的次，而且也返回到配电系统。对于变压器所产生的传导、辐射干扰，有如下的施:
(l)选择高导磁通的铁芯材料，减少变压器漏磁通; (2)变压器采取静电屏蔽措施;
(3)静电屏蔽的目的是使变压器初次级绕组间的电容减到最少，并且对共模噪声提供一个低阻抗的对地通路;
(4)在变压器的外围中部做一短路环，以抵消变压器的漏磁通;
(5)减小铁芯中磁通密度将会使杂散磁场的幅度大约按磁通密度的平方而减小。这样做虽然变压器的体积增大了，但却有利于减小电磁干
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扰和散热，比屏蔽变压器更为经济有效。
3.3整流滤波电路
3.3.1整流电路
高频电源系统还包括整流滤波部分，整流电路分为两个部分:前级整流和后级整流。前级整流是指三相交流电经滤波后需要整流变为直流以后才能输入到开关变换器进行频率变换，完成DC-AC的变换。前级整流部分的电路如图3-3-1所示。
图3-3-1初级整流电路图
图3-3-1中EMI表示防电磁干扰的环节，选用EMI滤波器模块来完成防电磁干扰的工作，U1和U2是整流模块，由于U1，和U2的正极和正极相接，负极和负极相接，所以输入部分有一个AC端悬空是不影响三相交流的全波整流的。三相交流输入的是380V、SOHZ的工频交流电，经过全波整流以后，电压将有一定的上升，大约510V左右。
后级整流部分，是将高频变压器变压后的高频交流电进行整流，这一部分比较简单，根据设计的要求，选用四只DSEI30-10A功率二极管组成桥式全波整流即可。
3.3.2滤波电路
由于电源模块工作于高频状态，而我们又必须获得无谐波的直流电压，因此，相对于相控型整流器，开关电源必须有更复杂的抑制干扰与滤除杂音的电路。共模与差模原理常被用来衰减及消除输入谐波，并将滤波器件封装在磁屏蔽盒内，并要可靠接地。布局上为输入输出隔离，输出线用绞合线或平行配线 (短且粗)。机架地线与信号线分设。变压器初次级或开关管管脚之间配置高频抑射元件。输出滤波电容器用四端高频电解电容器、叠层式无感电容器。
降低噪声经常采用消除或抑制干扰源并同时隔断干扰祸合途径的方式。在开关电源中，采用电源输入滤波、工频滤波、电源输出滤波与抗辐射干扰等主要措
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施来减少噪声的传递与影响。 一电源输入滤波
开关电源的高速开关瞬态往往会产生很高的射频分量，从而污染交流馈电线路，交流电源能传递电气噪声和电磁辐射，导致开关电源中的瞬变再辐射和传递到其它负载。电源输入滤波主要由工频低通滤波器和共模扼制元件组成，封闭在磁屏蔽盒内且可靠接地。电源输入滤波又称电磁干扰(EMI)或射频干扰(RFI)滤波器。
在电源输入滤波器中，通常用高频旁路电容和共模扼流圈来衰减和吸收纵向共模噪声，用常态滤波电感、常态滤波电容抑制差模常态噪声。图3-3-2为开关电源实际使用的三相三级输入滤波器。
图3-3-2三相输入滤波器
图中，L1, L2, L3-------常态滤波电感 L4, L5------------共模扼流圈 C1, C2 ,C3-------共模滤波电容 C4-C9-------------常态滤波电容
其中L4、LS共模扼流圈实际上是三线并绕的环形磁芯电感，绕制时适当加大匝间距离以减少分布电容提高高频特性，其电感量不宜过大，一般为几十微亨。常态滤波电容C4-C9一般为0.01-0.luF的小电容。C1、C2、C3为共模电流提供低阻抗通路。在实际应用中，我们采用图3-3-l中EMI滤波模块。
二、工频滤波
开关电源中工频滤波器接在工频整流与开关变换器之间，既能将脉动电流 变为平滑的直流，还能抑制高频干扰，尤其是开关变换中产生的高频干扰，图 3-3-3为开关电源的工频滤波器。
图3-3-3开关电源工频滤波器
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其中L1、C5、C6滤除共模噪声，C1、C2滤除差模噪声，C1、C2、C5、C6为小容量高频电容器，L2、C3、C4、C7、C8为常态滤波元件，C3、C4为大容量电解电容，C7、C8为小容量无感电容，用来补偿大容量电解电容器的高频性能，起高频旁路作用，L2、C3、C4组成低频滤波器，其余电感电容组成高频滤波器。
三、电源输出滤波
开关电源在开关变换器之后，还需要高频变压器进行隔离降压，而后经过桥式整流后再接电源输出滤波器，以得到高质量的符合设计要求的直流电压，所以电源的输出滤波部分是很重要的一个环节。图3-3-4所示为电源的输出滤波器。
图3-3-4高频开关电源的输出滤波器
其中C4为400V/220uF的电解电容，C1、C2、C7、C8为小容量的无感电容，C3、C5、C6为luF的无极性电容，L2为一个用于抑制共模信号的扼流圈。
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第四章 高频开关电源的控制电路设计
4.1、 PWM控制器
4.1.1PWM集成控制器的基本原理
PWM集成控制器通常分为电压型控制器和电流型控制器两种。电压型控制器只有电压反馈控制，可满足稳定输出电压的要求，电流型控制器增加了电流反馈控制，除了稳定输出电压外，还有以下优点:
1、当流过开关管的电流达到给定值时，开关管自动关断。 2、自动消除工频输入电压经整流后的纹波电压，在开关电源输出端，300Hz以下的纹波电压很低，因此可减小输出滤波电容的容量。
3、多台开关电源并联工作时，PWM开关控制器具有内在的均流能力。 4、具有更快的负载动态响应。
基准 振荡器 触发器
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4-1-1脉宽调制集成控制器的方框图和波形图
常用的脉宽调制(PWM)型集成控制器由图4-1-1所示的几个部分组成。基准电压(UREF)和采样反馈信号通过误差放大器比较放大后，输出的差值信号和锯齿波(或三角波)比较，从而改变输出脉冲的宽度，以实现稳压。有些控制器仅有一个输出端，而多数控制器都设有用触发器和“与”门电路组成的相位分离器，用它来将单一脉冲变换为交替变化的二路脉冲输出，用于供驱动推挽和桥式变换器中的功率开关管，此时变换器的工作频率等于控制器内部锯齿波振荡器振荡频率的一半。当然也可将控制器的两路输出并联起来去驱动单端变换器或串联调整型开关稳压电源中的功率开关管，此时开关稳压电源的工作频率就等于控制器内部锯齿波振荡器的频率。
5.1.2高速脉宽调制器UC3825
根据所设计的系统的要求，选用的PWM集成控制器为UC3825。下面将详细介绍此芯片的主要特点、工作原理和应用及调试。
一、主要特点:
适用于电压型或电流型开关电源电路; 实际开关频率可达1MHz;
输出脉冲最大传输延迟时间为50ns;
具有两路大电流推拉式输出(峰值电流为2A); 内有宽频带误差信号放大器;
具有较高的频率精度并可对死区进行控制，同时振荡器放电电流也可调; 带有双重抑制脉冲和全封闭逻辑; 具有软启动控制;
内有逐脉冲限流比较器;
具有全周期再启动的封锁式过流比较器; 启动电流很小……(典型值为100mA): 欠压锁定…………16V/10V(B型) 在欠压锁定期间，输出低电平; 可调整的带隙基准电压;
可调的上升沿封锁阀值，可调低上升沿噪音。
二、极限参数:
电源电压(15，B脚) 22V 输出脚电流(流出或流入)(11，14脚)
直流 0.5A 脉冲(0.5ms) 2.2A 地线(12脚) -0.2V 模拟输入
(l，2，7脚) -0.3—7V (9，8脚) -0.3—6V
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时钟输出电流(4脚) -5mA 误差放大器输出电流(3脚) 5mA 软启动电流(8脚) 20mA 震荡器充电电流(5脚) -5mA 功耗(温度600C) 1W
储存温度范围 -65~150度 焊接温度(焊接时间为10秒) 300度
(注:所有电压均以地线电压为基准;流入管脚的电流为正值。)
三、内部电路工作原理
该芯片内部电路如图4-1-2所示。它由振荡器、PWM比较器、限流比较器、过流比较器、基准电压源、故障锁存器、软启动电路、欠压锁定、PWM锁存器、输出驱动器等组成。这里将详细介绍各部分的情况，以理解芯片的工作原理。
图4-1-2UC3825内部原理结构图
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1、振荡器
振荡电路如图4-l-3所示。UC3823A、B和UC3825A、B内部都有一个锯齿波振荡器。锯齿波上升沿的斜率由RT、CT决定，确定RT、CT的方法是:首先根据要求的最大占空比Dmax、选择RT，再根据要求的频率以及RT和Dmax选择CT。计算公式为：
RT最佳阻值应为1~10KΩ之间，DMAX应大于70%。
在实际应用中，RT应选6.65KΩ,GT选为2.27nf，工作频率选为200KHZ。
图4-1-3振荡电路
2、上升沿封锁
上升沿封锁工作波形如图4-1-4所示，UC3823A、B和UC3825A、B采用固定频率脉宽调制。UC3823A、B的两个输出端可同时输出脉冲，输出脉冲的频率与振荡器频率相等，脉冲占空比可在0%-100%内调整。UC3825A、B的两个输出端交替输出脉冲，因此，每个输出端输出脉冲的频率是振荡器频率的1/2，振荡器的频率为200KHZ，所以输出PWM脉冲的频率为100KHZ，输出脉冲占空比在0%-50%以内调整，实际桥式变换器的应用中一般达不到50%，因为桥式变换器在PWM脉冲的占空比为50%时，由于功率管截止时间的问题，使得桥臂容易短路，这在下面的部分将详细介绍。
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为了限制最大占空比，在振荡电容放电期间，内部时钟脉冲对两路输出进行封锁。在时钟的下降沿，输出端为高电平。输出脉冲的下降沿由脉宽调制比较器、限流比较器和过流比较器联合控制。
通常，脉宽调制比较器检测出斜坡电压与控制电压(误差放大器输出电压)的交点，并且在该交点处，终止输出脉冲。因为采用了上升沿封锁，在脉冲前沿的一定时间内，脉宽调制比较器不起作用。这样，开关电源的固有噪声就能被有效的抑制。同时，由于采用了输出脉冲上升沿封锁，脉宽调制器的斜坡输入就不需要再经过滤波。
为了调整上升沿封锁时间，CLK/LEB脚应接入电容C，这样，输出脉冲前沿封锁时间就由电容C和内部IOk。电阻确定的放电时间来决定。
为了更准确控制前沿封锁时间，可在外部并联一个ZKΩ(2%)电阻R。 前沿封锁时间可由下式计算:
式中，外接电阻R不能小于2KΩ。 上升沿封锁也适用于限流比较器。上升沿封锁之后，如果限流(I LIM)脚的电压超过1V，输出脉冲就终止。但是，过流比较器不能采用前沿封锁。这样，才不会因为前沿封锁而延长保护时间，从而可以及时捕捉过流故障。在任何时间，只要限流(ILIM)脚的电压超过1.2V，故障封锁就起作用，从而使输出端变为低电平。为此，在限流(I LIM)脚需接入噪音滤波电容器。
图4-1-4上升沿封锁工作波形
3、欠压锁定、软启动以及故障处理
软启动和故障处理波形如图4-1-5所示。软启动是通过软启动(SOFT、START)脚的外接电容实现的。接通电源后，软启动脚外接电容放电，该脚处于低电平，误差放大器输出低电平，开关电源无输出电压。当9uA的内部电流源给软启动
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脚外接电容充电时，误差放大器输出电压逐渐升高，直到闭环调节功能开始工作，开关电源输出电压逐渐升高到额定值。
一旦限流(I LIM)脚的电平超过1.2V，故障锁存器置位，输出脚变为低电平;同时，软启动脚外接电容以250uA的电流放电。在软启动电容放完电后，限流脚电平降到1.2V以下时，故障锁存器就不输出脉冲。这时，故障锁存器复位，芯片开始软启动过程。
在软启动期间，万一故障锁存器置位，输出会立即中止。但是软启动脚外接电容在充足电之前不会放电。这样，在故障连续出现的情况下，输出就会出现一个间断期。详细情况见图4-1-5所示:
图4-1-5软启动和故障处理波形
4、大电流输出电路
功率MOSFET驱动电路如图4-1-6所示。UC3825推拉式输出电路的每个输出端都可输出峰值为2A的电流。该输出电流在20ns内可使1000pF电容两端的电压上升15V。采用独立的集电极电源UC和功率地线PGND脚，能够减小大功率门极驱动噪声对集成电路内模拟电路的干扰。每个输出端(OUT)到UC和PGND之间，都应加入一只3A的特基二极管(IN5120、USD245或相同性能的器件)，如图4-1-6所示。该二极管可将输出电压的幅值钳位在电源电压，这对任何电感性和电容性负载都是必要的。
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图4-1-6功率MOSFET的驱动电路
4.1.3 UC3825调试
UC3825是控制电路的核心，通过前面的介绍，我们知道，这种PWM集成控制器集成了很多功能，以前需要用分立单元完成的功能，现在都可以通过UC3825来实现。它的用法如图所示：
图4-1-7UC3825的工作电路
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图中，VREF为参考电压，在设计的电路中的用途是供给线性光耦合器的控制部分的电压；RT和CT用来调节PWM的最大占空比DMAX和振荡频率；输入是从端口2进入，OUTA和OUTB是PWM的输出端口，信号的幅值是由端口13的VC决定的。OUTA和OUTB是输出的两个PWM信号是相互之间有死区时的互补信号。通过实验测得端口2的数值范围为：0.945V~2.162V，根据系统的具体情况，最大占空比设置为DMAX=40%，因为MOSFET得截止时间比导通时间长，如果DMAX过大，将会导致桥臂短路的情况。
通过实验可知，UC3825的2脚输入和OUTA、OUTB输出的PWM脉冲信号的占空比是满足线性关系的，具体数据如表所示，定义UC3825的2脚输入为V2,输出的PWM信号占空比为D，从表中的数据可以看出端口2的数值范围为0.925V~2.132V，而PWM的脉冲信号占空比在0%~40%之间变化。
表 UC3825输入和输出的占空比
表中的实验数据通过EXCEL处理得到的曲线如图4-1-8所示。通过曲线拟合从图中可以看出，数据的趋势线是一条直线，其变化函数为:
结论:UC3825的设计和调试是成功的，外围分离元件的参数选择合适，完全 可以满足系统的要求，而且线性效果也比较明显。
图4-1-8 UC3825输入和输出PWM占空比的关系
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4.3保护电路的设计
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4.3.1软启动电路的设计
软启动电路分为两部分内容，其一是输入电网分段启动，在合闸时先接入限流电阻，将合闸浪涌电流限制在设定范围内，待输入电容充满电后(一般充电时间为2一6秒)，再将该电阻短接。另一部分时稳压电源输出电压亦需要软启动，因为一般PWM型稳压电源的输出滤波电容较大，输出电压的突然建立将会形成非常大的电容充电电流，叠加在负载电流上，它不仅会使高压开关管负担过重而可能损坏，而且由于持续时间长，往往会引起过流保护电路发生误动作，若为了避免由此引起的误动作而将保护电路调的非常迟钝，则将会增加过流保护的不安全性，所以PWM型稳压电源必须具有输出电压软启动功能。这两种软启动电路都是非常重要的，前一种可称为硬控制，后一种可称为软控制。对于后一种软启动电路，在前面的章节(4-1-2)己经介绍过，如图4-1-7图中所示，只要在UC3825的第8管脚接入一个电容C，UC3825通过内部集成的电路就可以完成对软启动的控制，一般启动时间为数百毫秒。对于前一种软启动电路的设计，如图4-3-1所示。
图4-3-1 输入电压软启动原理图
图4-3-1中，UJ为一触发器，Ug为一光藕合器，UK2表示触发器的控制端，它将控制触发器的开关是打向Jl还是打向J2，在启动时，UK2为一低电平，控制触发器的开关在原始位Jl，启动电压经过R1限压稳流，光藕合器Ug由于R1两端的压降而工作，使UK3为低电平;同时，电容C2充电，使UK3变为高电平， UK3通过D触发器控制UK2变为高电平，控制触发器的开关打向J2，电路将绕过软启动电阻直接输出到后级电路。
输出软启动和输入软启动应结合起来考虑，理想的配合是输入电容充电完毕，限流电阻被短接后，输出电压才由零逐渐增大到额定值，以避免限流电阻上
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承受极大的损耗。
5.3.2过流过压保护
一、过流保护
开关电源通常设有电流保护电路，当负载电流超过设定值或发生短路时，对电源本身提供保护，系统的过流保护在系统的安全性方面占有重要的地位，过流保护我们采用了三重保护:一是在系统的输入级的三相交流引入处安置熔断保险管，在系统出现短路和其它意外重大故障的时候切断外部电源的输入以保护系统免受损坏;二是在用于控制软启动的触发器后级安置熔断保险管，以防止启动浪涌电流的过大而破坏功率器件;三是系统的最主要的过流保护部分，通过对系统电流的检测来控制PWM信号脉宽从而达到过流保护的目的，过流保护电路的型式有三种。下面将详细介绍。 1、切断式保护。
切断式保护的原理框图如图4-3-2所示：
图4-3-2切断式保护电路原理框图
电流检测电路检测电流信号，经电流一电压转换电路转换成电压信号，再经过比较电路进行比较，当负载电流达到某设定值时，信号电压大于比较电压，比较电路产生输出触发故障锁存器，使控制电路失效，稳压电源输出被切断。 2、限流式保护。
限流式保护的原理框图如图4-3-3所示：
图4-3-3限流式保护电路原理框图
限流式保护电路和切断式保护电路的差别在于电压比较电路的输出不是使整个控制电路失效，而是取代误差放大器控制V/W电路输出的脉冲宽度。当负载电流达到设定值时，保护电路工作，使V/W电路输出脉宽变窄，稳压电源输出电压便下降，以维持输出电流在某设定的范围内。 3、限流一切断式保护。
限流一切断式保护电路分两个阶段进行，当负载电流达到某设定值时，保护电路动作，输出电压下降，负载电流被限制;如果负载电流增大至第二个设定值时，保护电路进一步动作，将电源切断。这是上述两种保护方式相结合的产物。
本系统采用的是第三种过流保护方式，设定了两个整定值：1.0V和1.2V，当电流检测电路的输出超过1.0V时，启动限流保护方式，输出脉冲终止，当电流检测电路的输出超过1.2V时，启动切断保护方式，故障锁存器置位，系统重新软启动，这部分的功能全部由UC3825自动完成。外部电路只需完成电流检测和l/V转换，并将转换的电压信号输入到UC3825的第9脚。电流检测电路如图4-3-4所示。
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图4-3-4过流保护电流采样电路
图4-3-4中，ie表示待检测的电流，指的是高频变压器T1的原边输入电流，T1是用来检测电流的类似于电流互感器的电流变压器，因为ie是高频变化的交流，所以变压器T1的副边要经过整流，嘛接到UC3825的第九个端口，通过UC3825来控制过流后的一系列动作。详细情况在上面UC3825的电路分析中已经说明。图4-3-4中的电容C是噪音滤波电容器，用来滤掉干扰，以防止过流保护电路的误动作。
二、过压保护
为了保护负载，开关电源需要设计输出过电压保护电路，过电压保护电路如图4-3-5所示。图中UG表示光祸藕器，选用TILll7，TL表示一个可编程的精密电压基准431L，它的特性曲线如图4-3-6所示。主电路的输出电压VOUT经过R1,R2,R3,R4分压后加入到精密电压基准的基准(R)端，TL的阴极接到光藕合器的3端，从图4-3-6中可以知道，当基准电压Vref达到2.5V时，阴极电流IK突然增大，使得光藕合器工作，UK6变为低电平，而UK6连接到UC3825的输入启动端(SS)，这样迫使启动电容放电，系统重新软启动，实现过压保护的目的，保护负载的安全。
图4-3-5过压保护电路
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图4-3-6 431L的特性曲线
4.4辅助电源
辅助电源是给控制部分供电的，分为两部分:一部分是UC3825以及其它控制部分的电源，另一部分是电压反馈环节的电源。因为反馈环节和控制部分是通过线性光祸合器隔离的，所以工作电源也是两个不共地的电源。
图4-4-1辅助电源电路图（控制部分）
第一部分电源是从三相电源中取线电压经过工频变压器变压后全波整流，然后由摩托罗拉公司的专用DC-to-DC变换器控制电路芯片MC33063A提供+12V的直流工作电源供给控制电路。具体电路如图4-4-1所示。MC33063A是一系列单片控制电路，包含直流到直流变换器所要求的主要功能，这些器件由一内部温度补偿基准、比较器、带激励电流限制电路的控制占空比振荡器、驱动器及大电流输出开关组成。有如下的特点：
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●3.0V到40V输入作业 ●低备用电流 ●电流限制
●输出开关电流1.5A ●输出电压可调 ●100KHZ工作频率 ●基准精度2%
第二部分的电源是由UC3825的CLK端经过触发以后，通过高频变压器隔离变压后整流输出。如图4-4-2所示。由图中知，此电源因为有高频变压器的隔离，所以和UC3825是隔离的，与第一部分的电源也不共地。图中的CLK由 UC3825的时钟提供，+12V是控制部分的辅助电源，如图4-4-2中的VOUT，电 压反馈电路的电源为图4-4-2中的VO。
图4-4-2 辅助电源电路图（反馈部分）
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4.5均流电路设计
4.5.1概述
大功率电源系统需要采用若干台开关电源并联，以满足负载功率的要求，并联系统中，每个变换器只处理较小的功率，降低了应力，还可以应用冗余技术，提高了系统的可靠性。由于大功率负载需求和分布式电源系统的发展，开关电源并联技术的重要性日益增加。但是并联的开关变换器模块间需要采用均流(currentsharing)措施，它是实现大功率电源系统的关键。用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止一台或多台模块运行在电流极限(限流)状态。
对若干个开关变换器模块并联的电源系统，基本要求是: (l)各模块承受的电流能自动平衡，实现均流;
(2)为提高系统的可靠性，尽可能不增加外部均流控制的措施，并使均流与冗余技术结合。
(3)当输入电压或负载电流变化时，应保持输出电压稳定，并且均流的瞬态响应好。
4.5.2开关电源并联系统常用的均流方法
开关电源并联系统的均流方法很多，常用的有： 1、输出阻抗法
调节开关变换器的外特性倾斜度(即调节输出阻抗)，以达到并联模块接近均流的目的。有的文献中称为电压调整率法，国外文献中称为Droop法。这种方法是最简单的实现均流的方法，本质上属于开环控制，在小电流时电流分配特性差。其缺点是:电压调整率下降，为达到均流，每个模块个别调整;对于不同额定功率的并联模块，难以实现均流。所以一般在电压调整率要求高的电源系统中不能应用。 2、主从设置法
这一方法适用于有电流型控制的并联开关系统中。它是在并联的n个变换器模块中，人为指定其中一个为“主模块”(Master Module)，而其余各模块跟从主模块分配分配电流，称为从模块(slave Modules)。用主从设置法的均流的主要缺点是:①主从模块间必需有通讯联系，使系统复杂。②如果主模块失效，则整个电源系统不能工作，因此这种方法不适用于冗余并联系统。③电压环的带宽大，容易受外界噪声干扰。 3、按平均电流值自动均流法
应用这一方法，要求并联各模块的电流放大器输出端通过一个电阻R接到一条公用母线上，称为均流母线(Share BuS)。通过电阻R上的电压差，由均流控制器产生均流控制电压VC，VC与基准电压Vr综合后再与反馈电压Vf进行比较放大后，产生电压误差Ve，控制PWM及驱动器。平均电流法可以精确的实现均流，但具体应用时，会出现一些特殊问题。例如，当均流母线发生短路，或接在母线上的任一个模块不能工作时，母线电压下降，将促使各模块电压下调，甚至到达其下限，结果造成故障。 4、最大电流法自动均流
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这是一种自动设定主模块和从模块的方法，即在个并联的模块中，输出电流最大的模块，将自动成为主模块，而其余的模块则成为从模块，它们的电压误差依次被整定，以校正负载电流分配的不平衡。
这种方法现在技术比较成熟，效果比较好，是本系统拟采用的方法。这种方法的原理如图4-5-1所示。由于二极管D的作用，均流母线上的电压Vb反映的是并联各模块的VI中的最大值。由于二极管的单向性，只有对电流最大的模块，二极管才导通，a点方能通过它与均流母线相连。设正常情况下，各模块分配的电流是均衡的，如果某个模块电流突然增大，成为n个模块中最大的一个，于是，VI上升，该模块自动成为主模块，其它模块为从模块，这时Vb=VImax，而各从模块的VI与Vb=VImax比较，通过调整放大器调整基准电压，自动实现均流。但是，由于二极管的正向压降总是存在的，所以主模块的均流会有误差。为了减少主模块的这种误差，根据最大电流法自动均流的原理，Unitrode IC公司开发的“均流控制器集成电路”UC39O7设计了一个单向缓冲器代替二极管。UC39O7根据对模块电流的监控，由均流母线电压确定哪个模块的输出电流最大，指定它为主模块，主模块状态指示器工作，而其余均为从模块，它们的电流跟随主模块的输出电流，误差在2.5%之内。这种均流方法，均流母线开路或短路都不会影响各电源模块的独立工作。
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图4-5-1 最大电流法自动均流法电路原理图
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